1 Diseño de Circuitos Electrónicos para ComunicacionesCONTENIDO RESUMIDO: 1- Introducción. 2- Sintetizadores de frecuencias. 3- Amplificadores de potencia para comunicaciones. 4- Técnicas de mejora de rendimiento de amplificadores de potencia. 5- Componentes y subsistemas para receptores y transmisores ópticos. 6- Circuitos electrónicos para receptores, transmisores, transceptores y repetidores regenerativos. 7- Circuitos electrónicos para concentradores, conmutadores y encaminadores. ATE-UO DCEC opt 00
2 Componentes y subsistemas para receptores y transmisores ópticosObjetivo fundamental del tema: Describir el funcionamiento de los bloques funcionales que se encuentran en los sistemas de comunicaciones ópticas. Son: Detectores de luz: - Fotodiodos PN. - Fotodiodos PIN. - Fotodiodos de avalancha y sus circuitos de polarización. - Otros foto-detectores (fototransistores, fotoconductores, etc.) Preamplificadores y amplificadores de señales de detectores de luz. Emisores de luz: - Diodos emisores de luz (LEDs). - Diodos láser de homounión. - Diodos láser de heterounión. Amplificadores de potencia (drivers) para emisores de luz. Circuitos de interface digital. ATE-UO DCEC opt 01
3 Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (I)La unión PN puede: Ser sensible a la luz fotodiodos y células solares Emitir luz Diodos Emisores de Luz (LED) Longitud de onda de la luz y energía de un fotón: l = c/f = c·h/(f·h) = h·c/E = 1,24/E (con l en mm y E en eV) 0, , , , , ,9 Longitud de onda [micras] 2, , , ,4 Energía de un fotón [eV] GaAs1-xPx GaAs SiC CdS Si Anchos de banda prohibida (“gaps”) de semiconductores ATE-UO DCEC opt 02
4 + - - Si Eg - - Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (II)Hay tres procesos por los cuales se produce interacción entre la luz y los electrones: Absorción. Emisión espontánea. Emisión estimulada. Energía Eg - + Luz - Si - Luz Absorción: Para que un fotón genere un par electrón hueco, su energía debe ser mayor o igual que la energía correspondiente al ancho de la banda prohibida (“gap”). El proceso es más complejo en la realidad. - + ATE-UO DCEC opt 03
5 + - Si - - Eg - Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (III)Energía Eg - + Emisión espontánea: El proceso es, en cierta medida, reversible. Sin embargo, para que una recombinación electrón hueco genere radiación de una manera efectiva, el semiconductor debe ser “de tipo directo”. En ellos, las recombinaciones no implican cambio de la cantidad de movimiento de los electrones y de los huecos. Luz - Si - Luz En los de “tipo indirecto” la recombinación requiere un cambio de la cantidad de movimiento, lo que implica choques y vibraciones en la red (producción de “fonones”). El resultado final es poca emisión de radiación y, por el contrario, generación de calor . - + ATE-UO DCEC opt 04
6 + - Si - - Eg - Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (IV)Emisión estimulada: Llega un fotón a un átomo que tiene un hueco (átomo excitado). Se genera un fotón idéntico en frecuencia y fase. Si - Energía Eg - + Luz Luz Luz - Luz - Luz + Luz ATE-UO DCEC opt 05
7 + - + - + - - P N Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (V)Efecto fotovoltaico: Luz (Eluz = h·f) P N + - Los pares electrón-hueco generados modifican las condiciones de equilibrio térmico de la unión. Se llegará a otras condiciones de equilibrio distintas. Por ejemplo, con la unión en circuito abierto, disminuirá la anchura de la zona de transición y el campo eléctrico y la tensión en ella. Esto significa que aparecerá tensión directa en los contactos metálicos, ya que es la misma situación que teníamos cuando aplicábamos tensión directa externa. ATE-UO DCEC opt 06
8 Efecto fotovoltaico con polarización inversa:Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (VI) Efecto fotovoltaico con polarización inversa: V1 Luz (Eluz = h·f) P N + - jn jp Las dimensiones de la zona de transición, el valor del campo eléctrico y de la tensión en ella no cambian (impuestos por la pila). Los pares electrón-hueco generados son “barridos” por el campo eléctrico y generan corriente inversa en la unión PN polarizada inversamente. Las densidades de corriente de huecos y electrones coinciden en dirección y generan una corriente claramente mayor que la corriente inversa de saturación sin luz. ATE-UO DCEC opt 07
9 + - i V Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (VII)Ecuación de Shockley (curva característica) de una unión PN sin iluminar: i = IS·(eV/VT - 1), siendo: IS = A·q·ni2·[Dp/(ND·Lp)+Dn/(NA·Ln)] (Is es corriente inversa de saturación de la unión PN) VT = kT/q, donde: A = sección de paso de la corriente (sección de la unión PN) q = carga del electrón ni = concentración intrínseca Dp = constante de difusión de huecos Dn = constante de difusión de electrones Lp= longitud de difusión de los huecos en la zona N Ln= longitud de difusión de los electrones en la zona P ND = concentración de donador NA = concentración de aceptador k = constante de Boltzmann T = temperatura absoluta P N + - i V ATE-UO DCEC opt 08
10 + - IS(eV/VT -1) i = IS·(eV/VT -1) - IoptRevisión de los efectos ópticos en la unión PN (VIII) Cuantificación del efecto fotovoltaico: - La ecuación de Shockley se obtiene suponiendo GL = 0 (tasa de generación de pares electrón hueco por luz igual a 0) en la “ecuación de continuidad” (véanse las diapositivas ATE-UO Sem ATE-UO Sem 49, ATE-UO PN 57 - ATE-UO PN 61 y ATE-UO Ap 16 - ATE-UO Ap 28 de “Dispositivos Electrónicos y Fotónicos de 1º de grado de Ingeniería en Tecnologías y Servicios de Telecomunicación): 0 = GL-pN’/p+Dp·2pN’/x2 0 = GL-nP’/n+Dn·2nP’/x2 i + - V IS(eV/VT -1) Iopt - Suponiendo la unión larga, si repetimos la obtención de la ecuación Shockley, con GL distinta de cero, se obtiene: i = IS·(eV/VT -1) - Iopt siendo: Iopt = q·A·GL·(Lp+Ln) ATE-UO DCEC opt 09
11 + - i = IS·(eV/VT -1) - Iopt Iopt = q·A·GL·(Lp+Ln)Revisión de los efectos ópticos en la unión PN (IX) Luz v P N + - i V sin luz GL=0 i = IS·(eV/VT -1) - Iopt Iopt = q·A·GL·(Lp+Ln) GL1 GL2 GL3 Comportamiento como fotodiodo Comportamiento como célula fotovoltaica (célula solar) ¡¡La operación en el tercer cuadrante significa generación de energía!! ATE-UO DCEC opt 10
12 Revisión de la influencia de la tensión inversa aplicada a una unión PN en la longitud de la zona de transición y en el valor del campo eléctrico (I) LZT N P - + V0+Vinv Vinv Unión PN simétricamente dopada: V0 P N - + LZT0 + - Densidad de carga + - Densidad de carga -Emax0 Campo eléctrico -Emax Campo eléctrico Vinv+V0 proporcional a este área Sea simétrica o asimétrica la unión, se cumple: - El campo eléctrico es proporcional a la integral de la densidad de carga. - La tensión es proporcional a la integral del campo eléctrico. ATE-UO DCEC opt 11
13 Revisión de la influencia de la tensión inversa aplicada a una unión PN en la longitud de la zona de transición y en el valor del campo eléctrico (II) Unión PN asimétricamente dopada (P+ N-): Vinv N- - + LZT P+ Tipo P+ Tipo N- Tipo P+ Tipo N- P+ N- - + LZT0 + - Densidad de carga + - Densidad de carga -Emax0 Campo eléctrico -Emax Campo eléctrico Dopando poco una zona se consigue que la mayor parte del campo eléctrico esté en esa zona. ATE-UO DCEC opt 12
14 Revisión de la influencia de la tensión inversa aplicada a una unión PN en la longitud de la zona de transición y en el valor del campo eléctrico (III) Otras posibilidades: Diodo PIN Diodo PIPN P+ N- Intrins. P+ Intrins. P N+ Vinv N- - P+ + Vinv - P+ + N+ P+ N- Intrínseco P+ N+ Intrins. P - Densidad de carga + - Densidad de carga + -Emax Campo eléctrico -Emax Campo eléctrico ATE-UO DCEC opt 13
15 Velocidad de un electrón en un campo eléctricoEn el vacío: se rige por la ley de Newton Þ la aceleración del electrón es proporcional al campo eléctrico (que es la fuerza por unidad de carga). En un semiconductor: se rige por la ley de Ohm Þ la velocidad es proporcional al campo eléctrico. Se expresa por: jn = s·E = q·n·n·E (jn/q·n) = vn_campo = n·E Þ Esto sólo es válido si el campo eléctrico no es muy intenso. En realidad lo que sucede es lo siguiente: 108 107 106 105 103 104 102 E [V/cm) v [cm/s) vsaturación vn_campo vp_campo La corriente y la velocidad no crecen indefinidamente al crecer el campo eléctrico, ya que existe una velocidad de saturación de los portadores. ATE-UO DCEC opt 14
16 Es la capacidad dominante con polarización inversa:Revisión del concepto de capacidad de transición (I) Es la capacidad dominante con polarización inversa: V Zona P VO+V - + Zona N VO+V+V - + Zona N V + V x Densidad de carga Al producirse V, hay que extraer portadores de carga para generar esta carga espacial + - ATE-UO DCEC opt 15
17 - + - + - - - - - - - - + + + + + P N + + + P NRevisión del concepto de capacidad de transición (II) Unión PN Condensador Con V + V - + P N Con V Con V Con V + V - + P N Condensador: nuevas cargas a la misma distancia (C=cte.) Unión PN: nuevas cargas a distinta distancia (Ccte.) ATE-UO DCEC opt 16
18 ·q·NA·ND V dQ -dQ LZT CtransRevisión del concepto de capacidad de transición (III) LZT -dQ dQ Partiendo de: Ctrans=dQ/dV=·A/LZT LZT = 2··(NA+ND)·(V0-V) q·NA·ND V Ctrans Se obtiene: Ctrans = A· 2·(NA+ND)·(V0-V) ·q·NA·ND La capacidad de transición decrece al crecer la tensión inversa aplicada, al estar los incrementos de carga generados por los incrementos de tensión cada vez más separados entre sí. ATE-UO DCEC opt 17
19 - - - Procesos en la transformación luz-corriente eléctricah·f Semiconductor h·f + - h·f + - h·f + h·f - Los fotones deben ser de una energía mayor que Eg. Si la energía es bastante mayor, se desaprovecha el exceso sobre Eg. Los fotones tienen que ser absorbidos por el material (si ninguno se absorbe, el semiconductor es transparente). No todos los fotones absorbidos generan pares electrón hueco. La relación entre pares generados y fotones incidentes es la Eficiencia Cuántica h. Los pares electrón-hueco deben separarse (y no recombinarse) para dar origen a corriente eléctrica. ATE-UO DCEC opt 18
20 Absorción de fotones en un material semiconductor (I)Partimos de que la energía de los fotones (Ef = h·f) es mayor que la energía de correspondiente a la banda prohibida (Eg). La disminución del flujo de fotones al ir penetrando en el material es proporcional al flujo de fotones: -dF(x)/dx = a·F(x), siendo a el coeficiente de absorción de fotones. Integrando: F(x) = F·e-a·x Luz Semiconductor x F0 1/a F(x) ATE-UO DCEC opt 19
21 Absorción de fotones en un material semiconductor (II)La l para la comunicación depende de las propiedades de la fibra óptica. Esta l determina el material (Ef > Eg). De l y el material obtenemos 1/a. De 1/a obtenemos las dimensiones físicas de los dispositivos. 1,3 1,55 ATE-UO DCEC opt 20
22 Concepto de “eficiencia cuántica”Es la relación entre pares de electrón huecos generados y el número de fotones incidentes en el material. Depende de la longitud de onda de los fotones. Valores de la eficiencia cuántica de varios materiales: ATE-UO DCEC opt 21
23 Fotodiodo PN (I) Vinv N- - + P+ Tipo P+ Tipo N- Luz Flujo de fotones -Emax Campo eléctrico Los pares electrón-hueco generados por estos fotones son separados por el campo eléctrico y dan origen a corriente. Los pares electrón-hueco generados por estos otros fotones no son separados, ya que no hay campo eléctrico. Compromisos en el diseño del dispositivo: 1º- La zona neutra de la zona P+ debe ser lo más pequeña posible (interesa que el campo eléctrico se aproxime al extremo por el que entra la luz, pero sin alcanzarla, ya que se produciría “punch- through” en la unión metal-semiconductor. ATE-UO DCEC opt 22
24 Fotodiodo PN (II) Luz Compromisos en el diseño del dispositivo:2º- Cuanto mayor sea la zona de transición, más pares electrón hueco se generan. - Sin embargo, cuanto mayor sea zona de transición, mayor es el tiempo de tránsito de los portadores en la zona de transición. - Teniendo en cuenta que la velocidad de los portadores acaba siendo constante (para campos suficientemente intensos), el tiempo de tránsito ttr será: ttr = LZT/vsaturación - Este tiempo es una de las causas que limita la frecuencia máxima de operación. Sería fmax » 1/ttr si no hubiera otras causas limitantes. -Emax Campo eléctrico Vinv N- - + P+ Tipo P+ Tipo N- Flujo de fotones Luz LZT ATE-UO DCEC opt 23
25 Fotodiodo PN (III) Luz Fotodiodo PIN (I) Luz-Emax Campo eléctrico Vinv N- - + P+ Tipo P+ Tipo N- Luz Compromisos en el diseño del dispositivo: 3º- Al disminuir la longitud de la zona de transición para disminuir el tiempo de transición, aumenta la capacidad de transición, lo que supone un nuevo factor limitante de la velocidad del fotodiodo. - La solución a este problema es separar las cargas espaciales de la zona de transición. - Esto se consigue con una estructura PIN. Vinv N+ - P+ Tipo P+ Tipo N+ Intrínseco + Luz Fotodiodo PIN (I) - La anchura de la zona de transición se determina con la zona intrínseca principalmente. - La capacidad de transición es pequeña debido a la separación de las cargas espaciales. -Emax Campo eléctrico ATE-UO DCEC opt 24
26 Protección antirreflectanteFotodiodo PIN (II) Estructura real: Protección antirreflectante P+ N+ Intrínseca Cátodo Ánodo h·f Contacto metálico Contacto metálico Aislante (SiO2) Aislante (SiO2) Contacto metálico Problema de los fotodiodos para longitudes de onda usadas en comunicaciones (1,3 y 1,55 mm): Eg tiene que ser pequeño, lo que origina corrientes inversas en la oscuridad altas. La solución son los fotodiodos de heterounión. ATE-UO DCEC opt 25
27 Fotodiodo PIN de heterounión (I)Estructura real de un fotodiodo PIN de heterounión: P+ In0,53Ga0,47As N+ InP (substrato) Intrínseca In0,53Ga0,47As (ligeramente N) Cátodo Ánodo N InP (interface) Contacto metálico Aislante (Si3N4) Aislante (Si3N4) Capa de InGaAsP (ayuda a reducir la corriente en la oscuridad) h·f Contacto metálico Contacto metálico Protección antirreflectante ATE-UO DCEC opt 26
28 Fotodiodo PIN de heterounión (II)El estudio de una heterounión requeriría utilizar conceptos tales como nivel de Fermi, función de trabajo de un material, doblado de bandas, constante de red de un material, etc. No vamos a llegar a ese nivel de detalle. Sin embargo se puede decir que: - El InP y el In0,53Ga0,47As tienen constantes de red semejantes y, por tanto, los átomos de los materiales de la heterounión “encajan” bien. - El InP tiene una Eg = 1,35 eV alta (lg = 0,95 mm), de forma que se comporta como “transparente” a las longitud de onda usadas en comunicaciones (1,3 y 1,55 mm). Como consecuencia, no hay absorción en esa parte del fotodiodo. - El In0,53Ga0,47As tiene una Eg = 0,75 eV baja (lg = 1,65 mm), de forma que sí hay absorción de fotones de 1,3 y 1,55 mm. Es la parte activa del fotodiodo, donde se asienta el campo eléctrico cuando se polariza inversamente. ATE-UO DCEC opt 27
29 + - - - - P N Concepto de avalancha i + - vi V i + P N v - + - + - + - La corriente inversa aumenta fuertemente si se producen pares electrón-hueco adicionales por choque. El fenómeno se vuelve degenerativo si la intensidad del campo eléctrico aumenta suficientemente. ATE-UO DCEC opt 28
30 Fotodiodos de avalancha (I)Los fotodiodos de avalancha (Avalanche Photo Diode, APD) son fotodiodos diseñados para trabajar polarizados al comienzo de su zona de avalancha, de tal forma que los pares electrón hueco generados por los fotones se aceleran y generan otros pares electrón hueco por choque. Existe, por tanto, un efecto amplificador. Su estructura básica es la siguiente: Vinv N+ + Luz - P+ Tipo N+ Tipo P+ Intrínseco P- N+ Intrínseco + Luz P+ P- Se polariza inversamente hasta que el campo eléctrico alcanza el nivel de avalancha. Para el caso común de l = 1,3 mm - 1,55 mm (caso habitual en comunicaciones) suelen ser de heterounión. Campo eléctrico -Eavalancha ATE-UO DCEC opt 29
31 Fotodiodos de avalancha (II)Estructura real de un fotodiodo de avalancha de homounión: h·f P+ Intrínseca (ligeramente P) Cátodo Ánodo N+ P Protección antirreflectante Contacto metálico Aislante (SiO2) Anillo de guarda Anillo de guarda Contacto metálico ATE-UO DCEC opt 30
32 Fotodiodos de avalancha (III)Estructura real de un fotodiodo de avalancha de heterounión: N+ Si (substrato) N- In0,53Ga0,47As Cátodo Ánodo h·f Contacto metálico P Protección antirreflectante Si intrínseca P+ In0,53Ga0,47As La zona de Si es “transparente” a l = 1,3 mm - 1,55 mm. La generación se produce en el InGaAs. La multiplicación por avalancha se produce en el Si. En el Si, la multiplicación por avalancha es menos ruidosa, al generarse casi exclusivamente por electrones (en otros materiales es por electrones y huecos, lo que resulta más ruidoso). ATE-UO DCEC opt 31
33 Polarización de fotodiodos de avalancha (I)Los fotodiodos de avalancha se polarizan con tensiones inversas comprendidas entre 20 y 90 V. Los consumos de corriente suelen ser muy moderados, entre 100 nA y 1 mA. Es deseable que toda la circuitería se pueda alimentar desde una fuente primaria de 5 V. Para conseguirlo hay que elevar la tensión con un convertidor CC/CC. El convertidor CC/CC no puede ser el que se estudió en el tema anterior (el reductor, con el que siempre se obtiene una tensión de salida más baja que la tensión de entrada). Se usa el convertidor elevador “boost converter”. + - Convertidor CC/CC Sensor de corriente Amplificador Entrada óptica 5 V 60 V Salida eléctrica ATE-UO DCEC opt 32
34 Polarización de fotodiodos de avalancha (II)El convertidor elevador: t iS iD iL Señal de gobierno + - C vg iL iS L S iD D RL vO vL d·T T d’·T En esta aplicación trabaja en modo de conducción discontinuo (se llega a anular la corriente por la bobina). S conduce y D no conduce. Dura d·T iL vg L vL + - S no conduce y D conduce. Dura d’·T iO iL RL vO C L + - vL S no conduce y D no conduce. Dura (1-d-d’)·T RL vO C + - 2 vO 2·R·d2 L·fS vg = ATE-UO DCEC opt 33
35 Polarización de fotodiodos de avalancha (III)Ejemplo de circuito integrado que integra casi todos los elementos necesarios para polarizar un fotodiodo de avalancha: ATE-UO DCEC opt 34
36 Polarización de fotodiodos de avalancha (IV)Realimentación interna de corriente Etapa de potencia Modulador de ancho de pulso ATE-UO DCEC opt 35
37 Polarización de fotodiodos de avalancha (V)El ruido de conmutación del convertidor sobre el fotodiodo (importante): fs = 1 MHz fs = 100 kHz ATE-UO DCEC opt 36
38 Polarización de fotodiodos de avalancha (VI)Otras opciones para obtener relativa alta tensión y muy bajo ruido: Rectificador en puente Convertidor CC/CC en Push-Pull (basado en el LT1533) con filtro de cuarto orden para conseguir un rizado muy bajo. ATE-UO DCEC opt 37
39 Polarización de fotodiodos de avalancha (VII)El convertidor elevador con triplicador (multiplicador) de tensión: + - C5 D5 3·vO + - vO + - vO + - + - C4 D4 C3 + - D3 vO + - + - D2 C2 vO + - + - C1 vg L S D1 vO Suponemos: C1 >> C2 >> C3 >> C4 >> C5. El condensador Cx cede carga eléctrica a Cx+1, que cumple Cx >> Cx+1. Como consecuencia, Cx carga a Cx+1 a su tensión (vO), sin casi perder tensión. Si no se cumple Cx >> Cx+1 el resultado acaba siendo el mismo, pero después de muchos ciclos. ATE-UO DCEC opt 38
40 Polarización de fotodiodos de avalancha (VIII)Ejemplo de convertidor elevador con triplicador de tensión: Resistencias para limitar la corriente de carga de los condensadores Triplicador ATE-UO DCEC opt 39
41 Concepto de sensibilidad (responsivity) de un fotodiodoSensibilidad: corriente que circula dividido por potencia aplicada óptica. La energía es menor cuanto mayor es la longitud de onda (menor frecuencia). Sin embargo, sea cual sea la frecuencia de la radiación, siempre que se rompe un enlace se genera un par electrón hueco y, por tanto, la misma corriente. Por ello, el fotodiodo es “más sensible” a las frecuencias más bajas (misma corriente para menos energía por unidad de tiempo). Límite teórico S1337 (Si) Longitud de onda, (nm) 400 800 1200 1,0 0,8 0,6 0,4 0,2 Sensibilidad (A/W) Límite teórico l máxima compatible con Si (1110nm) Fotodiodo real ATE-UO DCEC opt 40
42 Ejemplos de fotodiodos de Si (I)ATE-UO DCEC opt 41
43 Ejemplos de fotodiodos de Si (II)ATE-UO DCEC opt 42
44 Ejemplos de fotodiodos de Si (III)Optimizado para 800 nm Optimizado para 900 nm ATE-UO DCEC opt 43
45 Ejemplos de fotodiodos de Si (IV)ATE-UO DCEC opt 44
46 Ejemplos de fotodiodos PIN de Si (I)ATE-UO DCEC opt 45
47 Ejemplos de fotodiodos PIN de Si (II)ATE-UO DCEC opt 46
48 Ejemplos de fotodiodos PIN de Si (III)Máxima sensibilidad a 750 nm Encapsulado : ATE-UO DCEC opt 47
49 Ejemplos de fotodiodos de avalancha de Si (I)ATE-UO DCEC opt 48
50 Ejemplos de fotodiodos de avalancha de Si (II)ATE-UO DCEC opt 49
51 Ejemplos de fotodiodos de avalancha de Si (III)Máxima sensibilidad a 820 nm Ejemplo de encapsulado (hay 9): ATE-UO DCEC opt 50
52 Ejemplos de fotodiodos de InGaAs (I)ATE-UO DCEC opt 51
53 Ejemplos de fotodiodos de InGaAs (II)ATE-UO DCEC opt 52
54 Fotodiodos Schottky (I)Otros fotodetectores Fotodiodos Schottky. Fototransistores. Fotoconductores. Fotodiodos Schottky (I) Los fotodiodos Schottky están basados en uniones metal semiconductor. Son más, lentos (por la capacidad de transición de la unión) pero más sensibles al ultravioleta. Estructura: Ánodo N+ Cátodo h·f N Protección antirreflectante Contacto metálico Contacto metálico Aislante (SiO2) Aislante (SiO2) Capa metálica muy fina semitransparente Contacto metálico ATE-UO DCEC opt 53
55 Fotodiodos Schottky (II)El valor de a es tan grande en el ultravioleta que la longitud 1/a es del orden de una micra o menos. Para que la radiación llegue a la unión (metal semiconductor en este caso), la capa metálica semitransparente es de unos 10 nm. El material usado es oro. La protección antirreflectante es una capa de 50 nm de ZnS. En estas condiciones se consigue que un porcentaje alto de fotones lleguen a la parte de Si de la unión (por ejemplo, el 95% de los fotones de 632,8 nm). ATE-UO DCEC opt 54
56 Ejemplo de fotodiodo SchottkyATE-UO DCEC opt 55
57 Fototransistores (I) Colector EmisorUn fototransistor es un transistor en el que la incidencia de luz sobre la zona de la base influye mucho en la corriente de colector. La luz juega un papel semejante al de la corriente de base. Se estructura interna es la siguiente (fototransistor de homounión): N Colector N+ P (base) Emisor P (substrato) h·f Para explicar su funcionamiento se puede usar el siguiente equivalente: Transistor Fotodiodo Fotodiodo La ganancia (la beta) del transistor puede llegar a ser bastante alta (por encima de 50), por lo que la sensibilidad es alta. ATE-UO DCEC opt 56
58 Fototransistores (II)El ruido generado es menor que el de otros dispositivos con ganancia (fotodiodos de avalancha). La conducción de corriente en oscuridad es desgraciadamente alta, debido a que la corriente de oscuridad del fotodiodo equivalente es también amplificada por el transistor equivalente. Asimismo, la respuesta en frecuencia es, en general, mala, debido al alto valor de la capacidad parásita colector-base del transistor. En fototransistores de homounión, el ancho de banda está limitado a valores por debajo de 250 kHz. Se puede mejorar la respuesta en frecuencia acudiendo al uso de heterouniones. En este caso se pueden conseguir altas ganancia (de varios miles) y también anchos de banda muy grandes (hasta 1 GHz). Sin embargo, estos dispositivos son difíciles de conseguir (acaban siendo caros), por lo que son poco usados. ATE-UO DCEC opt 57
59 Ejemplo de fototransistor de homounión (I)ATE-UO DCEC opt 58
60 Ejemplo de fototransistor de homounión (II)¡No es un dispositivo apto para comunicaciones! ATE-UO DCEC opt 59
61 + - - Fotoconductores (I) V1 h·f + jn jpSe basan en una película de materia semiconductor (depositada sobre un aislante) a la que se conectan contactos metálicos. Se aplica tensión para que haya conducción de corriente. Esta corriente aumenta cuando se generan pares electrón-hueco por incidencia de fotones con energía suficiente. V1 h·f Contacto metálico Semiconductor Contacto metálico + - Aislante jn jp Las longitudes de onda de los fotones que generan pares electrón hueco dependen de que el semiconductor sea intrínseco o extrínseco (en los extrínsecos llega a haber niveles permitidos en la banda prohibida, lo que amplía el espectro sensible). ATE-UO DCEC opt 60
62 Fotoconductores (II) Aspecto real de un fotoconductor:Aislante Semiconductor Terminales de conexión h·f Los fotoconductores son adecuados para la detección en el infrarrojo, de longitudes de onda de 8-14 mm. No son adecuados para intensidades luminosas bajas. Son dispositivos en general lentos, cuya velocidad de respuesta depende de las dimensiones y del tiempo de tránsito de los portadores, tr. Los tiempos de tránsito pueden variar mucho, dependiendo del material y las dimensiones, yendo desde 1 ms hasta 0,1 ns. ATE-UO DCEC opt 61
63 iR Uso de un fotodiodo Recta de carga i i -VCC v - + v VCC iR t VRSe polariza inversamente el diodo y se mide la corriente que pasa por él: h·f sin luz GL=0 GL1 GL2 GL3 v i Recta de carga -VCC i VCC iR + - v VR=iR·R R iR VR t -iR3 iR3 iR3·R ATE-UO DCEC opt 62
64 El amplificador de transimpedanciaEs un circuito bien conocido en electrónica analógica. Vamos a analizar el circuito suponiendo que el amplificador operacional es ideal: Ganancia diferencial infinita. Ancho de banda infinito. Impedancia de entrada infinita (para ambas entradas). Impedancia de salida nula. + - Dipolo eléctrico R VCC -VCC i i + - vd vs - + Como el amplificador operacional está realimentado negativamente (y no saturado), vd = 0. El dipolo envía una corriente i, que es la misma que se enviaría a masa. Como la impedancia de entrada es infinita, i circula por R. Por tanto: vs = -i·R ATE-UO DCEC opt 63
65 Uso del amplificador de transimpedancia con fotodiodosvs - + R VCC -VCC iR Vpol Entrada óptica vs = -iR·R Tensión de salida negativa. Tensión de polarización de fotodiodo positiva. vs - + R VCC -VCC iR Vpol Entrada óptica vs = iR·R Tensión de salida positiva. Tensión de polarización de fotodiodo negativa. ATE-UO DCEC opt 64
66 Circuito equivalente de un amplificador de transimpedancia con un fotodiodosTeniendo en cuenta las capacidades parásitas y la generación óptica, queda: vs - + R VCC -VCC Vpol Entrada óptica vs = -iR·R CE CD CE vs - + R VCC -VCC iF CD vs - + R VCC -VCC iF CT CT = CD + CE Circuito de señal Si el amplificador operacional es ideal, entonces CT no influye en el funcionamiento del circuito (está siempre a tensión constante e igual a cero). Hay que analizar qué pasa con un amplificador real. ATE-UO DCEC opt 65
67 Comportamiento de un amplificador operacional con ganancia finita (I)Suponemos que la única característica real es la ganancia, que es finita y que tiene una frecuencia de corte superior fp. Z2 + - vd vs ve Z1 Z2 + - vd vs ve Z1 + vd·Ad + vd·Ad Configuración inversora. Configuración no inversora. Definimos b: -vd/vs cuando ve = 0: Þ b = -vd/vs = Z1/(Z1 + Z2) Se puede demostrar que se cumple en ambos casos: Z2 - + -vd vs Z1 ATE-UO DCEC opt 66
68 Comportamiento de un amplificador operacional con ganancia finita (II)Respuesta real b = Z1/(Z1 + Z2) Respuesta ideal (Ad ® ¥) Casos extremos: Si 1 >> 1/(Ad·b), es decir, Ad >> 1/b, entonces ACL » ACL¥. Frecuentemente, ACL¥·b » 1, por lo que ACL » 1/b . Es lo que ocurre en baja frecuencia. b) Si 1 << 1/(Ad·b), es decir, Ad << 1/b, entonces ACL » ACL¥·Ad· b. Frecuentemente, ACL¥·b » 1, por lo que ACL » Ad. Es lo que ocurre en alta frecuencia. 1 10 102 103 104 105 106 107 20 40 60 80 100 120 f [Hz] ½Ad½ [dB] ATE-UO DCEC opt 67
69 Comportamiento de un amplificador operacional con ganancia finita (III)Casos extremos: a) Si 1 >> 1/(Ad·b) Þ ACL » ACL¥. Frecuentemente: ACL » 1/b. b) Si 1 << 1/(Ad·b) Þ ACL » ACL¥·Ad· b. Frecuentemente: ACL » Ad. Ejemplo: 1 10 102 103 104 105 106 107 20 40 60 80 100 120 f [Hz] ½Ad½ [dB] ve + - 100 k 1 k vs Ad ½1/b½ ½ACL½ b = 1/( ) Þ 1/b = 101 = 40,086 dB ½ACL¥½ = 100/1 = 100 = 40 dB 1/b » ½ACL¥½ Þ ½ACL¥½·b » 1 ½ACL½ » ½1/b½ ½ACL½ » ½A d½ ATE-UO DCEC opt 68
70 Comportamiento de un amplificador operacional con ganancia finita (IV)Un amplificador operacional es un pequeño sistema realimentado. Por tanto, hay que plantearse su estabilidad: Þ El sistema es inestable si ½Ad·b½ ³ 1 cuando Fase(Ad·b) = -180º. Para que la respuesta a pulsos sea “razonable” (en términos de sobreoscilación, tiempo de subida, etc.), es deseable que el desfase (en retraso) de Ad·b £ 135º (formalmente, Fase(Ad·b) ³ 135º) cuando ½Ad·b½ = 1. Es decir, cuando ½Ad½= ½1/b½. Esto es equivalente a decir que el desfase de Ad·b sea -135º cuando se cruzan los diagramas de Bode de Ad y 1/b. Sin embargo, resulta útil poder deducir esta situación examinando sólo el diagrama de bode de módulos. ATE-UO DCEC opt 69
71 Comportamiento de un amplificador operacional con ganancia finita (V)En un sistema con dos polos muy separados, los -135º se alcanzan cuando la pendiente cambia de -20 dB/dc a -40 dB/dc: Situación límite de comportamiento adecuado -180º -150º -120º -90º -60º -30º 0º -20 20 40 60 1 10 102 103 104 105 f [Hz] ½ Ad·b ½ [dB] Fase(Ad·b) 0 [dB] -135º -180º -150º -120º -90º -60º -30º 0º X-80 X-60 X-40 X-20 X 1 10 102 103 104 105 f [Hz] ½H½ [dB] Fase(H) -40 dB/dc -20 dB/dc -40 dB/dc -135º La pendiente relativa entre 1 (0dB) y ½Ad·b ½está cambiando de -20 dB/dc a -40 dB/dc. ATE-UO DCEC opt 70
72 Comportamiento de un amplificador operacional con ganancia finita (VI)Normalmente podemos dibujar con más comodidad los diagramas de Bode de Ad y de b por separado. Para ver la estabilidad buscamos el corte de ½Ad½ y½1/b½: -180º -150º -120º -90º -60º -30º 0º -20 20 40 60 1 10 102 103 104 105 f [Hz] ½Ad·b ½ [dB] Fase(Ad·b) 0 [dB] -135º -20 dB/dc -180º -150º -120º -90º -60º -30º 0º 20 40 60 1 10 102 103 104 105 f [Hz] ½Ad½ [dB] Fase(Ad·b) -135º 80 ½1/b½ [dB] -20 dB/dc -40 dB/dc -40 dB/dc Los -135º se alcanzan cuando la pendiente relativa entre ½Ad½ y½1/b½está cambiando de -20 dB/dc a -40 dB/dc. ATE-UO DCEC opt 71
73 Comportamiento de un amplificador operacional con ganancia finita (VII)Ejemplos de situaciones deseables y no deseables: 20 40 60 ½Ad½ [dB] 80 ½1/b½ [dB] Sin problemas 1 10 102 103 104 105 f [Hz] 20 40 60 ½Ad½ [dB] 80 ½1/b½ [dB] Caso límite 1 10 102 103 104 105 f [Hz] Caso no deseado 20 40 60 ½Ad½ [dB] 80 ½1/b½ [dB] 1 10 102 103 104 105 f [Hz] ATE-UO DCEC opt 72
74 Compensación de amplificadores operacionales (I)Existen varios métodos: Compensación “lag” (de polo dominante o de retraso de fase). Compensación “lead” (de adelanto de fase). Compensación “lead-lag” (de adelanto y retraso de fase). Ejemplo muy sencillo: -180º -150º -120º -90º -60º -30º 0º 20 40 60 80 1 10 102 103 104 105 f [Hz] ½Ad½ Fase(Ad·b) 100 ½1/b½ [dB] ve + - R2=100 k R1=1 k vs Ad ½ACL½ Ad: Ad(0) = 100dB fp1 = 10 Hz fp2 = 1 kHz La respuesta no es adecuada. Hay que compensar . -161,5º ACL¥ = -100 (40 dB) 1/b = 101 = 40,086 dB ATE-UO DCEC opt 73
75 Compensación de amplificadores operacionales (II)Compensación “lead”: colocamos un condensador en paralelo con la resistencia de realimentación. Cc ve + - R2=100 k R1=1 k vs Ad Ahora bc tiene un cero (en fZ = 1/(2·p·R2·Cc) que puede compensar el efecto del segundo polo de Ad, fp2. Opciones: fZ coincidente con el segundo polo de Ad, fp2. fZ coincidente con el cruce de ½Ad½ y½1/b½. fZ coincidente en una posición intermedia a las anteriores. 20 40 60 80 ½Ad½ ½1/b½ fp2 fZ fZ ATE-UO DCEC opt 74
76 Compensación de amplificadores operacionales (III)La estabilidad de la respuesta depende del producto de Ad y bc. Se puede razonar como si la compensación hubiera cambiado Ad y no b, de forma que tuviéramos Adc y b: Ad·bc = Adc·b. Ejemplo con fZ = fp2: fZ fZ 20 40 60 80 ½Ad½ ½1/b½ fp2 Sin compensar ½Ad½ ½1/bc½ 20 40 60 80 fp2 Con compensación “lead”, representando Ad y bc 20 40 60 80 fp2 ½Adc½ ½1/b½ Con compensación “lead”, representando Adc y b ATE-UO DCEC opt 75
77 Compensación de amplificadores operacionales (IV)Compensación “lead”, con fZ = 3·fp2 (cruce de ½Ad½y ½b½). Compensación “lead”, con fZ = fp2 -180º -150º -120º -90º -60º -30º 0º 1 10 102 103 104 105 f [Hz] Fase(Adc·b) 20 40 60 80 100 [dB] ½Adc½ ½ACL½ ½1/b½ [dB] -180º -150º -120º -90º -60º -30º 0º 20 40 60 80 1 10 102 103 104 105 f [Hz] 100 ½Adc½ ½1/b½ ½ACL½ Fase(Adc·b) Sin compensar: -95,6º -114,1º ATE-UO DCEC opt 76
78 Compensación de un amplificador de transimpedancia con un fotodiodos (I)+ vs - R iF/CT·s CT vs - + R iF CT donde: bc = 1/(1 + R·CT·s) ACL¥ = -R·CT·s Dividiendo por CT·s queda: donde: ZCL¥ = -R Finalmente queda: ATE-UO DCEC opt 77
79 Compensación de un amplificador de transimpedancia con un fotodiodos (II)1/bc = 1 + R·CT·s Cc -180º -150º -120º -90º -60º -30º 0º 40 60 80 100 20 120 ½Ad½[dB] ½1/b½[dB] ½ZCL½[dBW] Fase(Ad·b) vs - + R iF CT bc = (1 + R·Cc·s)/[1 + R·(CT + Cc)·s] La respuesta no es la adecuada. Hay que compensar el amplificador. ATE-UO DCEC opt 78
80 Compensación de un amplificador de transimpedancia con un fotodiodos (III)1/bc = [1 + R·(CT + Cc)·s]/(1 + R·Cc·s) -20 20 40 ½Ad½ 10·f1 0,1·f1 f1 ½Ad½= Ad0·fp/f = BW/f Resolviendo: ½1/b½ bcAF = (CT + Cc)/Cc ½1/bc½ fp_1/b = 1/(2·p·R·Cc) En la intersección: ½Ad½= bcAF y f = fp_1/b fp_1/b fp Ad0 ATE-UO DCEC opt 79
81 Compensación de un amplificador de transimpedancia con un fotodiodos (IV)-180º -150º -120º -90º -60º -30º 0º 40 60 80 100 20 120 ½Ad½[dB] ½1/bc½[dB] ½ZCL½[dBW] Fase(Ad·bc) -130,1º fp Ad0 La respuesta sí es ahora la adecuada. ATE-UO DCEC opt 80
82 Ejemplos de amplificadores operacionales para ser usados con fotodiodos (I)ATE-UO DCEC opt 81
83 Ejemplos de amplificadores operacionales para ser usados con fotodiodos (II)Los “current feedback amplifiers” (amplificadores realimentados en corriente) son un tipo de amplificador operacional distinto a los habituales. La impedancia de entrada de la entrada inversora es baja. Se recomiendan valores específicos para las resistencias de realimentación. Son más rápidos que los realimentados en tensión (los habituales). ATE-UO DCEC opt 82
84 Respuestas temporales a distintas gananciasEjemplos de amplificadores operacionales para ser usados con fotodiodos (III) Estructura interna: La etapa de entrada es diferencial, pero asimétrica La impedancia de entrada de la entrada inversora es baja (entrada por emisor). Respuestas temporales a distintas ganancias ATE-UO DCEC opt 83
85 Ejemplos de amplificadores operacionales para ser usados con fotodiodos (IV)Ejemplo de uso: Current Feedback Amplifiers offer high bandwidth with minimal power supply current draw. However, they are rarely used as transimpedance amplifiers in photodiode applications because of the high current noise associated with their inverting inputs. Figure 1 shows how to take advantage of the 400MHz (unity gain) bandwidth LT1396 Current Feedback Op Amp without the disadvantage of the inverting input current noise. The photodiode is connected to the non-inverting input of amplifier A in a gain of 2. Amplifier A's output drives the inverting input of amplifier B through R1, selected for optimal time domain response. Feedback resistor R2 sets the transimpedance gain at 3.01k-ohm while C1 compensates the photodiode capacitance. Rise time was measured at 6ns, 10% to 90%, and bandwidth was modeled in Pspice at 75MHz assuming a 3pF photodiode. Output noise spectral density was measured at 18nV/square-route Hz, consistent with the 6pA/square-route Hz non-inverting input current noise and the 3k-ohm resistance, for an 8dB noise figure. Selecting the small MSOP package version of the dual LT1396 keeps board space usage to a minimum. ATE-UO DCEC opt 84
86 Ejemplo de amplificador específico para ser usados con un fotodiodo (I)ATE-UO DCEC opt 85
87 Ejemplo de amplificador específico para ser usados con un fotodiodo (II)Estructura interna: El amplificador de “parafase” convierte modo común en modo diferencial. Existe un sistema de anulación del efecto del nivel de continua en las salidas. Se deshabilita conectando “COMP” a masa. Las salidas son de baja impedancia (60 W). La resistencia de 6 kW fija la ganancia de transimpedancia de la primera etapa. ATE-UO DCEC opt 86
88 Respuesta en frecuenciaEjemplo de amplificador específico para ser usados con un fotodiodo (III) Respuesta en frecuencia Cableado crítico ATE-UO DCEC opt 87
89 Ejemplo de amplificador específico para ser usados con un fotodiodo (IV)Diagramas de ojo en distintas situaciones: ATE-UO DCEC opt 88
90 Ejemplos de amplificadores y fotodiodos integrados (I)ATE-UO DCEC opt 89
91 Ejemplos de amplificadores y fotodiodos integrados (II)Amplificador de transimpedancia distinto a los otros casos. Hay amplificador de “parafase”. Las salidas son de baja impedancia (50 W). ATE-UO DCEC opt 90
92 Ejemplos de amplificadores y fotodiodos integrados (III)No es para comunicaciones por fibra óptica ATE-UO DCEC opt 91
93 Ejemplos de amplificadores y fotodiodos integrados (III)No es un dispositivo de alta velocidad. Salida en colector abierto. El fotodiodo es de silicio. ATE-UO DCEC opt 92
94 Ejemplo de fotodiodo preamplificado (I)ATE-UO DCEC opt 93
95 Ejemplo de fotodiodo preamplificado (II)ATE-UO DCEC opt 94
96 V V Principio de operación de los LEDs (I) pN nP jtotal jpN jpP jnNZona P Zona N Unión corta 1mm V Zona P Zona N Unión larga 100mm Longitud pN nP concentración de minoritarios jtotal jpN jpP jnN jnP jtotal jpN jpP jnN jnP Longitud pN nP concentración de minoritarios No llegan al contacto metálico de la zona N la misma cantidad de huecos que partían del contacto metálico de la zona P. Hay recombinaciones. Llegan al contacto metálico de la zona N la misma cantidad de huecos que partía del contacto metálico de la zona P. No hay recombinaciones. ATE-UO DCEC opt 95
97 Principio de operación de los LEDs (II)Materiales usados: ¿En qué se manifiesta la energía liberada en las recombinaciones? En el Ge y en el Si las recombinaciones producen, esencialmente, calor, ya que son semiconductores de tipo indirecto. En algunos compuestos III-V las recombinaciones producen pueden producir radiación luminosa, ya que algunos son semiconductores de tipo directo. Por ejemplo el GaAs es de tipo directo. Los compuestos GaAs1-xPx son de tipo indirecto, pero dopados con N acaban teniendo un comportamiento de semiconductor directo. Los compuestos GaAs1-xPx (siendo 0
98 R i b a V1 Principio de operación de los LEDs (III) Zona P Zona NLongitud Zona P Zona N i (en b) in ip i (en a) Cuando el interruptor pasa de “a” a “b”, el diodo LED queda polarizado directamente. En cada sección del cristal hay distinto porcentaje de corriente de huecos y de electrones, lo que significa que hay recombinaciones en el proceso de conducción. Algunas de estas recombinaciones generan luz. ATE-UO DCEC opt 97
99 Densidad de corriente [A/cm2] Densidad de corriente [A/cm2]Principio de operación de los LEDs (IV) ¿Dónde se producen las recombinaciones (y, por tanto, los fotones) si la unión está dopada asimétricamente (unión P+N-)? 3·10-3 2·10-3 10-3 -0,3 -0,2 -0,1 0,1 0,2 0,3 Longitud [mm] Densidad de corriente [A/cm2] jp jn Zona P+ Zona N- Hay recombinaciones en las zonas en las que las corrientes de huecos y electrones cambian. Por tanto, se producen las recombinaciones en la zona poco dopada. Si las recombinaciones son “radiativas”, se genera luz. jn -1,5 -1 -0,5 0,5 1 1,5 Longitud [m] 3·10-3 2·10-3 10-3 Densidad de corriente [A/cm2] jp Zona P+ Zona N- Unión jTotal ATE-UO DCEC opt 98
100 ¿Cómo es el espectro de la luz generada por un LED? (I)Principio de operación de los LEDs (V) ¿Cómo es el espectro de la luz generada por un LED? (I) Está directamente relacionado con el “salto energético” que tiene que dar un electrón para recombinarse con un hueco. Si todos los huecos y todos los electrones estuvieran separados por el mismo “salto energético”, la radiación sería exactamente monocromática. - + Eg La situación real no es ésta, ya que la colocación de los electrones en la banda de conducción y de los huecos en la banda de valencia depende de la densidad de estados y de la temperatura (a través de la distribución de Fermi-Dirac). El resultado final es que la máxima cantidad de huecos y de electrones se encuentra a kT/2 de los bordes de las bandas. Su valor es: kT/2 kT/2 = 0,013 eV a 300 K ATE-UO DCEC opt 99
101 ¿Cómo es el espectro de la luz generada por un LED? (II)Principio de operación de los LEDs (VI) ¿Cómo es el espectro de la luz generada por un LED? (II) - + Eg Eg+kT Energía hn Intensidad relativa Eg kT/2 Valores posibles: Eg = 1,9 eV (rojo) kT = 0,026 eV ATE-UO DCEC opt 100
102 Estructuras de LEDs (I)LED de homunión: P N+ Sustrato N Ánodo Protección h·f Contacto metálico Contacto metálico Aislante) Aislante Cátodo Contacto metálico La zona P debe ser lo más pequeña posible para que los fotones generados no sean absorbidos por el semiconductor. Para remediar este problema de acude a una estructura de doble heterounión. La idea es que los fotones “salgan” por una zona en la que Eg > h·f. ATE-UO DCEC opt 101
103 n EF p Estructuras de LEDs (II) - + Doble heterounión sin polarizar:AlGaAS tipo N+ - + GaAS tipo P tipo P n p EF ATE-UO DCEC opt 102
104 Los fotones salen por la zona AlGaAS tipo N+ en la que Eg > h·f.Estructuras de LEDs (III) Doble heterounión polarizado: AlGaAS tipo N+ - + GaAS tipo P tipo P h·f n p EF - h·f Los fotones salen por la zona AlGaAS tipo N+ en la que Eg > h·f. ATE-UO DCEC opt 103
105 Estructuras de LEDs (IV)Estructura real de un LED de GaAs-AlGaAs de heterounión: AlGaAS tipo N+ GaAS GaAS tipo P AlGaAS tipo P+ GaAS tipo P Disipador Cátodo Fibra óptica Resina epoxi Contacto metálico h·f Contacto metálico Aislante Estructuras parecidas con InGaAs-InP o con InGaAsP-InP se usan para longitudes de onda entre 1,3 mm y 1,55 mm. ATE-UO DCEC opt 104
106 Ejemplo de LED para 850 nm (I)ATE-UO DCEC opt 105
107 Ejemplo de LED para 850 nm (II)ATE-UO DCEC opt 106
108 Ejemplo de LED para 850 nm (III) Buena linealidad corriente-potencia.ATE-UO DCEC opt 107
109 Ejemplo de LED para 850 nm (IV)Tensión de codo de aproximadamente 1,5 V. Ancho de banda de 100 MHz. ATE-UO DCEC opt 108
110 Ejemplo de LED para 850 nm (V)Influencia de la temperatura en la corriente admisible. Influencia de las características de los pulsos en la corriente admisible. ATE-UO DCEC opt 109
111 Ejemplo de LED para 1550 nm (I)ATE-UO DCEC opt 110
112 Ejemplo de LED para 1550 nm (II)ATE-UO DCEC opt 111
113 Ejemplo de ELED (“Entangled” LED)para 1550 nm (I) ATE-UO DCEC opt 112
114 Ejemplo de ELED (“Entangled” LED)para 1550 nm (II) ATE-UO DCEC opt 113
115 Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (I)Circuitos para gobernar LEDs con señales analógicas en baja frecuencia: VCC ve - + RB RE iLED - + VCC ve RE iLED iLED = (ve – 0,6)·b/[RE·(b+1) + RB] iLED = ve/RE ve debe incluir el nivel de continua para polarizar el LED. ATE-UO DCEC opt 114
116 Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (II)Enlace por fibra óptica con ancho de banda de 3,5 MHz: Condensador de compensación (no es de tipo “lead”). El “driver” del LED es del tipo anteriormente descrito: ATE-UO DCEC opt 115
117 Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (III)Circuitos para gobernar LEDs con señales analógicas en alta frecuencia : VCC ve - + iLED Red de adaptación de impedancias Amplificador de potencia de RF CB RP La resistencia RP sirve para polarizar el LED. La componente de alterna es entregada por el amplificador de potencia de RF. La red de adaptación de impedancias hace compatible la impedancia de salida del amplificador de RF (50 W) con el paralelo de la resistencia dinámica del LED y RP. ATE-UO DCEC opt 116
118 Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (IV)Circuitos para gobernar LEDs con señales digitales: VCC ve - + RB RC iLED VCC ve - + RB RC iLED Control del LED en serie: Sin inversión. Lenta salida de conducción. Apto hasta Mb/s. Control del LED en paralelo: Hay inversión. Más rápida salida de conducción. Mayor disipación de potencia en el transistor y en RC. ATE-UO DCEC opt 117
119 Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (V)Circuitos bien conocidos para que un transistor bipolar conmute rápidamente: - + vCB R2 VCC V1 R1 Los diodos impiden la polarización directa de la unión colector-base. R3 VCC V1 R2 R1 C1 - + vBE + - Saturación La corriente inversa elimina los minoritarios de la base. Corte ATE-UO DCEC opt 118
120 Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (VI)Aplicación de la técnica anterior a un circuito para gobernar LEDs con señales digitales: VCC RB2 RC ve - + RB1 C1 RL2 iLED RL1 C2 vC2 - + vC1 - + Cuando ve es un 1, C1 se carga con vC1 > 0. Después, cuando ve es 0, vC1 ayuda a eliminar rápidamente los minoritarios de la base. Cuando ve es un 0, C2 se carga con vC2 > 0. Después, cuando ve es 1, vC2 ayuda a eliminar rápidamente los minoritarios en exceso en las zonas neutras del LED. ATE-UO DCEC opt 119
121 Ejemplos de circuitos para gobernar LEDs (VI)Fiber Optic LED Driver for TTL links up to 155 Mbps Puertas en paralelo para dar más corriente ATE-UO DCEC opt 120
122 La idea de la pre-polarización (“pre-bias”)VCC R3 iLED R2 vLED - + R1 C1 S1 S2 VCC R3 R2 vLED - + R1 S1 S2 Quitamos el LED y suponemos C1 ya cargado: Veq Req vLED - + Thévenin: Con S1 abierto y S2 cerrado: Veq1 = VCC. Req = R3·(R1+R2)/(R3+R1+R2). Con S1 cerrado y S2 abierto: Veq2 = VCC·(R1+R2)/(R3+R1+R2). La tensión mínima aplicada al LED durante el pulso no es 0. Está determinada por Veq2 y Req. ATE-UO DCEC opt 121
123 Ejemplos de CI para gobernar LEDs (I)ATE-UO DCEC opt 122
124 Ejemplos de CI para gobernar LEDs (II)Q1 Q2 Configuración en cascodo. Cuando Q1 permite la conducción, Q2 fija su valor. ATE-UO DCEC opt 123
125 Ejemplos de CI para gobernar LEDs (III)ATE-UO DCEC opt 124
126 Ejemplos de CI para gobernar LEDs (IV)ATE-UO DCEC opt 125
127 Ejemplos de CI para gobernar LEDs (V)Configuración de la pre-polarización. Sistema programable de compensación térmica. ATE-UO DCEC opt 126
128 Ejemplos de CI para gobernar LEDs (VI)ATE-UO DCEC opt 127
129 Concepto de semiconductor “degenerado” (I)Un semiconductor degenerado es un semiconductor que ha sido extremadamente dopado. Como consecuencia, en la zona N hay muchísimos electrones y en la zona P muchísimos huecos. Formalmente y usando un modelo de bandas, esto significa que el nivel de Fermi EF en una zona N está por encima de Ec - 3·k·T (siendo Ec la energía del extremo inferior de la banda de conducción). En una zona P, el nivel de Fermi EF está por debajo de EV + 3·k·T (siendo EV la energía del extremo superior de la banda de valencia). Recuérdese que el nivel de Fermi EF corresponde a una probabilidad de ocupación de los estados posibles del 50%. Luego una parte de la banda de conducción está “muy ocupada” y una parte de la banda de valencia está “muy vacía”. Esto se aprecia en las diapositivas siguientes. ATE-UO DCEC opt 128
130 Concepto de semiconductor “degenerado” (II)Semiconductor no degenerado: Ec Ev EF Estados posibles Electrones de valencia de conducción Tipo N Ec Ev EF E Estados posibles Electrones de valencia Tipo P Huecos Eg =Ec – Ev Nivel de Fermi por encima de la mitad de la banda prohibida. Número apreciable de electrones de conducción y pocos huecos (no se ven en esta representación). Nivel de Fermi por debajo de la mitad de la banda prohibida. Número apreciable de huecos y pocos electrones de conducción (no se ven en esta representación). ATE-UO DCEC opt 129
131 Concepto de semiconductor “degenerado” (III)Semiconductor “muy” degenerado: Ec Ev EF Estados posibles Electrones de valencia Tipo N Ec Ev EF E Estados posibles Electrones de valencia Tipo P Estados prácticamente llenos Estados prácticamente vacíos Nivel de Fermi por encima del límite inferior de la banda de conducción. Número enorme de electrones de conducción y sin prácticamente huecos. Nivel de Fermi por debajo del límite superior de la banda de conducción. Número enorme de huecos y prácticamente sin electrones de conducción . ATE-UO DCEC opt 130
132 Unión PN con semiconductor “degenerado” (I)Sin polarizar: Zona P++ - + Zona N++ Con polarización directa intensa: Zona P++ - + Zona N++ La zona de transición y sus bordes son invadidos por mayoritarios de la otra zona. Se produce “inversión de poblaciones” en la “zona de inversión”. ATE-UO DCEC opt 131
133 Unión PN con semiconductor “degenerado” (II)EFP Ec Ev E Estados posibles Electrones de valencia EFN Situación en la zona de inversión: Muchos estados llenos. Se deben a la “invasión” procedente de la zona N. Muchos estados vacíos Zona P++ - + Zona N++ ATE-UO DCEC opt 132
134 Unión PN con semiconductor “degenerado” (III)En esta situación y en un semiconductor directo, se produce emisión espontánea y estimulada en la región de inversión. EFP Ec Ev E Estados posibles Electrones de valencia EFN EFP Ec Ev E Estados posibles Electrones de valencia EFN - - h·f h·f h·f h·f ATE-UO DCEC opt 133
135 GaAS N++ GaAS P++ Láser de homounión (I)Para generar un haz de rayo láser, la generación estimulada debe repetirse de forma que los fotones generen nuevos fotones idénticos, superando en número a los que el material absorbe. Además, la forma de la unión debe ser tal que forme una “cavidad resonante de Fabry-Perot” para que se seleccionen fotones de una longitud de onda muy definida (mucho más definida que la que se genera por emisión espontánea en un LED). La estructura final es la siguiente: Contacto metálico GaAS P++ GaAS N++ Pared reflectante Emisión láser Pared semi-reflectante Contacto metálico ATE-UO DCEC opt 134
136 Láser de homounión (II)La emisión láser sólo empieza cuando la emisión estimulada es claramente preponderante. Para ello, la polarización directa tiene que ser muy fuerte, lo que implica corrientes grandes. Para corrientes inferiores, el láser se comporta como un LED: Emisión estimulada Potencia de luz emitida Corriente Ith Pth Emisión espontánea LED Láser Ith es la corriente umbral láser ATE-UO DCEC opt 135
137 Láser de homounión (III)Potencia de luz emitida Corriente Láser Ith Pth Emisión estimulada La operación en zona láser en el caso de un láser de homounión significa corrientes muy fuertes, que generan una disipación también muy intensa de calor. Para que esta disipación no destruya el dispositivo, es necesario operar por debajo de la temperatura ambiente, lo que resulta un gravísimo problema en los láseres para comunicaciones. Para que haya emisión estimulada con corrientes menores (disipaciones también menores) es preciso usar heterouniones en vez de homouniones. ATE-UO DCEC opt 136
138 Láser de heterounión (I)Estructura y diagramas de bandas sin polarizar: GaAs N++ + - GaAs P++ AlGaAs P++ 2 eV 1,4 eV 1,4 eV 2 eV 1,4 eV EF 1,4 eV ATE-UO DCEC opt 137
139 Láser de heterounión (II)Estructura y diagramas de bandas con polarización directa intensa: h·f h·f GaAs N++ GaAs P++ AlGaAs P++ +- Zona de inversión h·f h·f - 1,4 eV 2 eV h·f Esta zona es muy estrecha (<1mm). Por diversas razones la zona de inversión queda confinada en la zona P del GaAs (los electrones de la zona de inversión no pueden subir la barrera del AlGaAs, el valor del índice de refracción del AlGaAs, la mejor inyección de electrones que de huecos, etc.). ATE-UO DCEC opt 138
140 Láser de heterounión (III)Otra estructura usada es la doble heterounión: h·f h·f AlGaAs N++ GaAs P++ AlGaAs P++ +- Zona de inversión h·f h·f - 2 eV 2 eV h·f 1,4 eV 0,5 mm 5 % Índice de refracción El cambio en índice de refracción ayuda al confinamiento de los fotones. ATE-UO DCEC opt 139
141 Láser de heterounión (IV)Estructura de un láser de doble heterounión: AlGaAS N++ Superficie semi-reflectante Emisión láser AlGaAS P++ Superficie reflectante Contacto metálico GaAS P++ Existen otras muchas estructuras de láseres (algunas basados en “pozos cuánticos”, en múltiple capas, etc.). El material para generar longitudes de onda entre 1,3 mm y 1,55 mm es distinto, siendo frecuentemente InGaAs-InP o InGaAsP-InP. En todos los casos hay que controlar la temperatura de operación y la operación en modo láser (iD > Ith). ATE-UO DCEC opt 140
142 Comparación entre LEDs y láseres para comunicacionesFuente: Fiber-Optics.Info: Characteristics LEDs Lasers Output Power Linearly proportional to drive current Proportional to current above the threshold Current Drive Current: 50 to 100 mA Peak Threshold Current: 5 to 40 mA Coupled Power Moderate High Speed Slower Faster Output Pattern Higher Lower Bandwidth Wavelengths Available 0.66 to 1.65 µm 0.78 to 1.65 µm Spectral Width Wider ( nm FWHM) Narrower ( nm to 10 nm FWHM) Fiber Type Multimode Only SM, MM Ease of Use Easier Harder Lifetime Longer Long Cost Low ($5-$300) High ($100-$10,000) ATE-UO DCEC opt 141
143 Ejemplo de láser para 1550 nm (I)ATE-UO DCEC opt 142
144 Ejemplo de láser para 1550 nm (II)ATE-UO DCEC opt 143
145 Ejemplo de láser para 1550 nm (III)ATE-UO DCEC opt 144
146 Ejemplo de CI para gobernar láseres (I)ATE-UO DCEC opt 145
147 Ejemplo de CI para gobernar Láseres (II)Configuración de la pre-polarización con realimentación a través del fotodiodo. Sistema de fijación de la corriente de la señal modulada. ATE-UO DCEC opt 146
148 Ejemplo de CI para gobernar láseres (III)El MAX 3890 le entrega las señales digitales en serie y ya adaptadas. Van ya convertidas en modo diferencial. ATE-UO DCEC opt 147
149 Ejemplo de CI para gobernar láseres (IV)ATE-UO DCEC opt 148
150 Ejemplo de CI para transformar la información digital de paralelo a serie (I)ATE-UO DCEC opt 149
151 Ejemplo de CI para transformar la información digital de paralelo a serie (II)Conexionado: ATE-UO DCEC opt 150
152 Ejemplo de CI para transformar la información digital de paralelo a serie (III)Esquema de bloques internos: ATE-UO DCEC opt 151
153 Ejemplo de CI para transformar la información digital de paralelo a serie (IV)ATE-UO DCEC opt 152
154 Ejemplo de CI para recuperar el reloj y sincronizarlo con los datos (I)ATE-UO DCEC opt 153
155 Ejemplo de CI para recuperar el reloj y sincronizarlo con los datos (II)Conexionado: ATE-UO DCEC opt 154