1 SISTEMAS DE ADQUISICIÓN DE DATOS CONVERTIDORES D/A Y A/DRamón Ruiz Merino

2 ÍNDICE Ventajas de las técnicas digitalesEsquema general de un sistema de procesamiento de señales Muestreo y cuantización de señales Funciones previas a la conversión A/D Estructuras de conversión D/A y A/D Soluciones comerciales y criterios de selección

3 VENTAJAS DE LAS TÉCNICAS DIGITALESSustitución de sistemas de procesamiento analógicos por digitales: razones Programabilidad Estabilidad Repetibilidad Funciones Algoritmos adaptativos Códigos correctores de errores Funciones especiales exclusivas Desventajas Velocidad Complejidad estructural

4 VENTAJAS DE LAS TÉCNICAS DIGITALESPROGRAMABILIDAD HARWARE ÚNICO  MÚLTIPLES TAREAS ACTUALIZACIÓN Y FLEXIBILIDAD Digitales: actualización  nuevo código Analógicos: actualización  nueva estructura

5 VENTAJAS DE LAS TÉCNICAS DIGITALESESTABILIDAD Y REPETIBILIDAD Sistemas analógicos Temperatura Envejecimiento Tolerancia componentes Sistemas digitales Prestaciones idénticas Independencia con edad, temperatura o tolerancia Precisión garantizada

6 VENTAJAS DE LAS TÉCNICAS DIGITALESPRESTACIONES Implementación más fácil de algoritmos adaptativos Códigos correctores de errores: inclusión de redundancia Compresión sin pérdidas Filtros: Banda eliminada Fase lineal

7 ESQUEMA GENERAL DE UN SISTEMA DE PROCESAMIENTO DE SEÑALES

8 SECUENCIA DE OPERACIONESMUESTREO Y CUANTIZACIÓN Cambio de naturaleza: Señal analógica secuencia valores numéricos [señal analógica] SECUENCIA DE OPERACIONES

9 MUESTREO Y CUANTIZACIÓNTransformación de una señal analógica en una secuencia de muestras  valores en instantes discretos Tipos de muestreo: Muestreo en tiempo real (ideal uniforme) Muestreo en tiempo equivalente: Señales periódicas o de características repetitivas Las muestras se forman sobre sucesivos ciclos en diferentes instancias de la señal Anchos de banda superiores a la frecuencia de muestreo

10 MUESTREO Y CUANTIZACIÓNMUESTREO POR TREN DE PULSOS: DOMINIO DEL TIEMPO

11 MUESTREO Y CUANTIZACIÓNMUESTREO TREN DE PULSOS: DOMINIO FRECUENCIAL

12 MUESTREO Y CUANTIZACIÓNMUESTREO TREN DE PULSOS: DOMINIO FRECUENCIAL 2m: f Nyquist

13 MUESTREO Y CUANTIZACIÓNMUESTREO TREN DE PULSOS: DOMINIO FRECUENCIAL Error de reconstrucción de la señal muestreada

14 MUESTREO Y CUANTIZACIÓNMUESTREO TREN DE IMPULSOS

15 MUESTREO Y CUANTIZACIÓNARMÓNICOS PUROS: “ALIAS”

16 MUESTREO Y CUANTIZACIÓNSEÑALES DE ESPECTRO EXTENSO: FILTROS ANTIALIASING Condiciones de reconstrucción: Señal limitada en banda fm < 2 fs (fs=10fm typ) Filtros antialiasing:

17 MUESTREO Y CUANTIZACIÓNSEÑALES DE ESPECTRO EXTENSO: FILTROS ANTIALIASING EJEMPLO: Señal: DC Hz (-3dB) -12 dB/octava fmax=200 Hz ADC: 10 bits (60 dB) fs=800Hz (4 fmax) Atenuación: 600Hz Butterworth de 4º orden, fc=200Hz

18 MUESTREO Y CUANTIZACIÓNAsignación a cada muestra de un código binario Discretización del valor de las muestras: definición de bandas Convertidor A/D Necesidad de mantener la muestra (S&H)

19 Cuantización uniforme: q =M/2nMUESTREO Y CUANTIZACIÓN CUANTIZACIÓN Margen de entrada (M): diferencia entre el mayor y menor valor de la entrada analógica Intervalo de cuantización (q): diferencia entre mayor y menor valor asignados a un mismo código digital de salida Resolución (N): número de códigos del cuantizador Suele ser una potencia de dos: N = 2n (n bits) Cuantización uniforme: q =M/2n

20 Error (ruido) de cuantizaciónMUESTREO Y CUANTIZACIÓN Error (ruido) de cuantización

21 MUESTREO Y CUANTIZACIÓNTransferencia estática

22 MUESTREO Y CUANTIZACIÓNSuma de un offset de ½ LSB

23 CUANTIZACIÓN NO UNIFORMEMUESTREO Y CUANTIZACIÓN CUANTIZACIÓN NO UNIFORME Error relativo grande para pequeñas entradas en esquemas uniformes Mantenimiento de la relación señal-ruido Variación de la cuantificación proporcional al nivel de entrada (Pre-énfasis)

24 REQUISITOS RELACIÓN SEÑAL-RUIDOCalidad de los datos sistema adquisición de datos: Relación señal-ruido (SNR) de entrada analógica Resolución de la cuantización SNR compatible con cuantización de n bits: Ruido menor que mínima señal discernible (0.5/2n) Entrada sinusoidal escala completa:

25 REQUISITOS RELACIÓN SEÑAL-RUIDORequisitos SNR de entrada mínimos en función del número de bits (entradas fondo escala):

26 REQUISITOS RELACIÓN SEÑAL-RUIDOEfecto del promediado sobre múltiples ciclos: RESOLUCIÓN Y RELACIÓN SEÑAL-RUIDO (SNR) Modelo lineal de ruido de cuantización:

27 REQUISITOS RELACIÓN SEÑAL-RUIDOSNR intrínseco de la cuantización (SER): (q=1/2n)

28 SISTEMA DE INSTRUMENTACIÓN BASADO EN COMPUTADORFUNCIONES PREVIAS A LA CONVERSIÓN A/D SISTEMA DE INSTRUMENTACIÓN BASADO EN COMPUTADOR

29 Configuraciones sistemas ADQ (1)FUNCIONES PREVIAS A LA CONVERSIÓN A/D Configuraciones sistemas ADQ (1) A. Time skew B. Sin Time skew

30 Configuraciones sistemas ADQ (2)FUNCIONES PREVIAS A LA CONVERSIÓN A/D Configuraciones sistemas ADQ (2) C. Alta velocidad (sigma-delta) D. Sensores similares Velocidad baja

31 ACONDICIONAMIENTO ANALÓGICOFUNCIONES PREVIAS A LA CONVERSIÓN A/D ACONDICIONAMIENTO ANALÓGICO TAREAS DEL SUBSISTEMA DE ACONDICIONAMIENTO: Escalado: para ajustar la salida de los transductores al rango de entrada del conversor A/D Minimización del ruido Adaptación del espectro de frecuencias de la salida de los sensores para seleccionar bandas de información y facilitar la obtención de muestras digitales “válidas”

32 ACONDICIONAMIENTO ANALÓGICO: FUNCIONESFUNCIONES PREVIAS A LA CONVERSIÓN A/D ACONDICIONAMIENTO ANALÓGICO: FUNCIONES Amplificación: señales procedentes de transductores de bajo nivel (termopar: 7 a 40 V)  ajuste rango de señal al de entrada de ADC para incrementar resolución y sensibilidad Aislamiento (óptico, capacitivo, transformador): diferencias en tierras (lazos de tierra), espigas alta tensión o señales modo común  evita ruidos y daños a equipos Filtrado: eliminación de ruidos HF, ruido de red y“aliasing” Excitación: para transductores resistivos  aplicación de corrientes o tensiones en estructuras de medida (puentes) Linealización: dado que ciertos transductores (p.e. termopares) tienen una respuesta no lineal

33 FUNCIONES PREVIAS A LA CONVERSIÓN A/DACONDICIONAMIENTO ANALÓGICO

34 MULTIPLEXADO ANALÓGICOTime Decimation MUX (TDM)

35 TIPOS DE INTERRUPTORESMULTIPLEXADO ANALÓGICO TIPOS DE INTERRUPTORES RELÉS Resistencia pequeña en ON y muy grande en OFF Tensiones de margen amplio (>15V) Aislamiento galvánico control-acción Baja dependencia con T ESTADO SÓLIDO Durabilidad y robustez Bajo consumo y coste Tamaño reducido y sin rebotes Rápidos

36 Muestreo-retención frente a seguimiento-retención

37 MUESTREO RETENCIÓN

38 MUESTREO RETENCIÓN Track-and-Hold Amplifier (THA)

39 MUESTREO RETENCIÓN Parámetros temporales THA

40 CONVERTIDORES D/A CARACTERÍSTICAS TIPOSResolución: número de bits de entrada Conversión unipolar o bipolar Codificación de la información digital Tiempo de conversión Tensión de referencia interna o externa (multiplicador) TIPOS Estructura multiplicadora (fuentes corriente o resistencias ponderadas) Redes de resistencias R-2R Generación de impulsos

41 CONVERTIDORES D/A Tiempos característicos convertidores D/AValores typ.: (100ns,8bits) (1.2s,12bits)

42 CONVERTIDORES D/A FUENTES DE CORRIENTE PONDERADAS(Código binario natural)

43 RESISTENCIAS PONDERADASCONVERTIDORES D/A RESISTENCIAS PONDERADAS (Binario natural) Sumador Multiplicador (Vref) VENTAJA Rapidez: tiempos conversión (100ns,8bits) INCONVENIENTE Precisión en resistencias de valores muy distintos (<8 bits)

44 RESISTENCIAS EN ESCALERA (R-2R)CONVERTIDORES D/A RESISTENCIAS EN ESCALERA (R-2R)

45 GENERACIÓN DE IMPULSOSCONVERTIDORES D/A GENERACIÓN DE IMPULSOS Método indirecto Disminución del número de resistencias calibradas Sobremuestreo: incremento de resolución a costa del muestreo

46 GENERACIÓN DE IMPULSOSCONVERTIDORES D/A GENERACIÓN DE IMPULSOS Representación en 1 bit: Modulación densidad pulsos (PDM) Modulación anchura pulsos (PWM)

47 GENERACIÓN DE IMPULSOSCONVERTIDORES D/A GENERACIÓN DE IMPULSOS Reconstrucción PWM

48 GENERADOR DE PATRONES PWMCONVERTIDORES D/A GENERADOR DE PATRONES PWM (Integrador) N ciclos  1 muestra Condición no rizado:  filtro >> periodo conv.  Limitación dinámica severa

49 GENERADOR DE PATRONES PDMCONVERTIDORES D/A GENERADOR DE PATRONES PDM (1 bit DAC) (Pseudoaleatorio)

50 DENSIDAD DE PULSOS (PDM)CONVERTIDORES D/A DENSIDAD DE PULSOS (PDM) Conteo “desordenado” Probabilidad aparición pulsos: X/N Mejora tiempo respuesta

51 ESQUEMAS PRÁCTICOS: “DITHERING”CONVERTIDORES D/A ESQUEMAS PRÁCTICOS: “DITHERING” Dither: señal pseudoaleatoria sumada

52 ESQUEMAS DE INTERPOLACIÓNCONVERTIDORES D/A ESQUEMAS DE INTERPOLACIÓN Audio digital (CD): 16 bits a una fs de 44.1 kHz Necesidad de un reloj de 216  44.1  103 = 3 GHz Sobremuestreo sobre DAC de más de un bit Uso de interpolación (+ pasa-baja)

53 ESQUEMAS DE INTERPOLACIÓNCONVERTIDORES D/A ESQUEMAS DE INTERPOLACIÓN Esquema de Philips: interpolación + bit stream Primer filtro: implementado para función de “antialiasing”

54 ERRORES EN CONVERTIDORES D/ACAUSAS Forma de hacer conversión Componentes Condiciones operativas Error de ganancia Diferencia pendientes Compensación: ajuste Vref Dependencia de T y Vcc

55 ERRORES EN CONVERTIDORES D/AError de offset Traslación vertical Dependencia de T, Vcc y tiempo

56 Error de monotonía (no linealidad diferencial)ERRORES EN CONVERTIDORES D/A Error de monotonía (no linealidad diferencial) Incrementos (q) no constantes Aumento de un bit: disminución salida (falta de monotonía) Más acusado: DAC resistencias ponderadas

57 ERRORES EN CONVERTIDORES D/AFalta de continuidad en determinados cambios salida Tiempo de paso a conducción de fuentes diferente Error de transición

58 CONVERTIDORES A/D CRITERIOS DE SELECCIÓN CLASES DE CONVERTIDORES A/DVelocidad de conversión Resolución (número de bits) Coste CLASES DE CONVERTIDORES A/D Conversión directa: comparación tensión de referencia (flash) Métodos indirectos: transformación a una variable intermedia (p.e. tiempo) Estructuras realimentadas Convertidores sigma-delta (oversampling) Estructuras pipeline

59 CONVERTIDORES A/D “FLASH” Escalera de comparadoresMáxima velocidad (10-100MHz) Resolución limitada (número de resistencias): < 8 bits Resistencias precisas: ajuste láser Aplicaciones: osciloscopios, vídeo, radar, ...

60 CONVERTIDORES A/D “FLASH” R, ... ,R 3R/2, R, ... ,R/2

61 CONVERTIDORES A/D RAMPAMétodo indirecto: transformación de la entrada en variable intermedia  tiempo Integración de tensión de referencia (rampa) hasta alcanzar tensión de entrada

62 CONVERTIDORES A/D DOBLE RAMPAAumento precisión de convertidores de rampa Doble integración: eliminación de errores por variaciones C y frec Primera integración a tiempo constante (Vx) Segunda integración a tensión fija (Vref)

63 CONVERTIDORES A/D DOBLE RAMPA Valor alcanzado primera rampa:Rampa decreciente: Igualando: Tensión de entrada: (independiente de componentes y frecuencia) Aplicaciones: alta precisión, lentas (instrum. Digital)

64 APROXIMACIONES SUCESIVASCONVERTIDORES A/D APROXIMACIONES SUCESIVAS Estructura realimentada con D/A Registro de aproximaciones sucesivas: varía 1 bit cada vez (MSB-LSB) Tiempo de conversión reducido respecto a rampa: 1 – 50 s Precisión de 8 a 12 bits Baratos, precisos y rápidos vs. problemas ante cambios abruptos

65 APROXIMACIONES SUCESIVASCONVERTIDORES A/D APROXIMACIONES SUCESIVAS Registro de aproximaciones sucesivas

66 CONVERTIDORES A/D SIGMA-DELTAConcepto introducido en 1962, pero no implementado hasta VLSI Estructura predominantemente digital (90%)  integración en un solo chip con DSPs Buenas características de ruido y alta resolución Señales de ancho de banda moderado: voz (4kHz a 14 bits) y audio digital alta fidelidad (20-24kHz a bits) Sobremuestreo y ADC de baja resolución

67 CONVERTIDORES A/D SIGMA-DELTASOBREMUESTREO Y RUIDO Menores requerimientos en filtro antialiasing Reparto ruido de cuantización (blanco) en rango mayor de frecuencia

68 CONVERTIDORES A/D SIGMA-DELTASOBREMUESTREO Y RUIDO Eliminación del ruido por filtro pasa-baja (incremento SNR)  sub-muestreo manteniendo alto SNR (decimación)

69 CONVERTIDORES A/D SIGMA-DELTASOBREMUESTREO Y RESOLUCIÓN Fracción de ruido en banda: Si relación sobre-muestreo fS/2fB= 2r: Cada fs  2  3 dB mejora en SNR  0.5 bit mejor resolución

70 CONVERTIDORES A/D SIGMA-DELTASOBREMUESTREO Y RESOLUCIÓN Ejemplo Sinusoide con amplitud V=1 (potencia V 2/2=0.5) Ancho de banda de audio digital (fB=20KHz) Resolución requerida 16 bits (audio digital)  SNR = 98 dB Uso de un conversor de 8 bits (N) sobremuestreado Si se calcula x2/e2 de este N se puede despejar r  fS fS = 2.64 GHz imposible para convertidores de 8 bits en la actualidad Necesidad conversores menor resolución  1 bit (Sigma-delta)

71 CONVERTIDORES A/D SIGMA-DELTAMODULACIÓN DELTA Codificación y cuantización de diferencia entre muestras sucesivas Integrador: tecnología de condensadores conmutados Cuantizador de 1 bit: comparador

72 MODULACIÓN SIGMA-DELTA (1er ORDEN)CONVERTIDORES A/D SIGMA-DELTA MODULACIÓN SIGMA-DELTA (1er ORDEN) = Salida: señal modulada en densidad de pulsos (PDM) Realimentación: fuerza salida a igualarse a entrada Promedio temporal salida del modulador  entrada

73 MODULACIÓN SIGMA-DELTA (1er ORDEN)CONVERTIDORES A/D SIGMA-DELTA MODULACIÓN SIGMA-DELTA (1er ORDEN) u[n]: señal de error v[n]: señal a cuantizar

74 MODULACIÓN SIGMA-DELTA (1er ORDEN)CONVERTIDORES A/D SIGMA-DELTA MODULACIÓN SIGMA-DELTA (1er ORDEN) Prestaciones de ruido dependientes de la frecuencia Filtro pasa-baja para la señal de entrada y pasa-alta para el ruido Cada fs  2  9 dB mejora en SNR  1.5 bit mejor resolución Ejemplo: fs=96.78 MHz

75 CONVERTIDOR A/D SIGMA-DELTACONVERTIDORES A/D SIGMA-DELTA CONVERTIDOR A/D SIGMA-DELTA

76 MODULACIÓN SIGMA-DELTA (2o ORDEN)CONVERTIDORES A/D SIGMA-DELTA MODULACIÓN SIGMA-DELTA (2o ORDEN) En la práctica: existen ciclos límite en el primer orden que introducen tonos (oscilaciones)  Moduladores 1er orden raramente utilizados en voz o audio Esquemas de segundo orden:

77 MODULACIÓN SIGMA-DELTA (2o ORDEN)CONVERTIDORES A/D SIGMA-DELTA MODULACIÓN SIGMA-DELTA (2o ORDEN) La señal cuantizada (v2) es una versión integrada del error “fino” (u2) u2 y v2 : representaciones más precisas  salida más precisa Dominio z: Relación señal-ruido: Cada fs  2  15 dB mejora en SNR  2.5 bits mejor resolución Ejemplo: fs=6.12 MHz

78 CONVERTIDORES A/D PIPELINEConvertidor serie-paralelo 24(A-B) 24(A-B) (residuo) (residuo) Compromiso entre velocidad, precisión y coste

79 CONVERTIDORES A/D PIPELINE

80 CONVERTIDORES A/D PIPELINEEstructura de 10 bits 1.5 bit/etapa Buffers SC S&H entre etapas (concurrencia) Corrección digital (18-10 bits) 14.3 Ms/s

81 CONVERTIDORES A/D PIPELINEEstructura de etapas

82 CONVERTIDORES A/D: COMPARATIVAVideo-rate ADC fs > 5 Ms/s: flash y pipeline Bajo consumo: flash de baja resolución Bajo consumo 8-12 bits: pipeline

83 CONVERTIDORES A/D: COMPARATIVA

84 C.I. COMERCIALES

85 Chip de interfase analógico: TLC32044C.I. COMERCIALES Chip de interfase analógico: TLC32044

86 Convertidor D/A: DAC0800 (National)C.I. COMERCIALES Convertidor D/A: DAC0800 (National)

87 Convertidor D/A: DAC0800 (National)C.I. COMERCIALES Convertidor D/A: DAC0800 (National) A: Factores multiplicactivos áreas de emisor

88 Convertidor D/A: DAC0800 (National)C.I. COMERCIALES Convertidor D/A: DAC0800 (National)

89 Convertidor D/A dual: AD7528 (Analog Devices)C.I. COMERCIALES Convertidor D/A dual: AD7528 (Analog Devices)

90 Convertidor D/A: DAC0800 (National)C.I. COMERCIALES Convertidor D/A: DAC0800 (National)

91 C.I. COMERCIALES CA3162: doble rampa (3 dígitos BCD)

92 C.I. COMERCIALES ADC0801 (National): Aproximaciones sucesivas

93 AD9000: convertidor A/D flashC.I. COMERCIALES AD9000: convertidor A/D flash

94 C.I. COMERCIALES TLC320AD58C: sigma-delta

95 TARJETAS DE ADQUISICIÓN

96 TARJETAS DE ADQUISICIÓNModos de transferencia de datos: Acceso directo a memoria (DMA) Entrada/salida programada (control del procesador) Amplificadores de entrada: Ganancia programable digital Entradas single-ended (valores relativos tensión común) Entradas diferenciales Funciones de temporización

97 TARJETAS DE ADQUISICIÓNCRITERIOS DE SELECCIÓN Número de canales: single-ended  diferenciales Rechazo al modo común (CMRR) entradas diferenciales Rango de señales de entrada (mono o bipolar) Ancho de banda señal de entrada (frecuencia de adquisición) Throughput: cantidad de muestras / tiempo (tiempos de setup MUX, amplificadores y S&H, tiempo conversión) Resolución (nº de bits) y precisión: medidas relativas a rangos de error: No linealidad diferencial (DNL - code widths) y precisión relativa (LSB) Repetibilidad: proximidad entre medidas sucesivas idénticas (% FSR) Salidas analógicas y E/S digitales

98 NO LINEALIDAD DIFERENCIAL (DNL)TARJETAS DE ADQUISICIÓN NO LINEALIDAD DIFERENCIAL (DNL)

99 PRECISIÓN RELATIVA (LSB)TARJETAS DE ADQUISICIÓN PRECISIÓN RELATIVA (LSB)

100 NO LINEALIDAD INTEGRAL (INL)TARJETAS DE ADQUISICIÓN NO LINEALIDAD INTEGRAL (INL)

101 DISTORSIÓN ARMÓNICA (THD)TARJETAS DE ADQUISICIÓN DISTORSIÓN ARMÓNICA (THD)

102 NÚMERO EFECTIVO DE BITS (ENOB)TARJETAS DE ADQUISICIÓN NÚMERO EFECTIVO DE BITS (ENOB) Errores y distorsión  disminución del SNR hasta no verificar los requisitos de la cuantización Número efectivo de bits de un sistema de adquisición:

103 TARJETAS DE ADQUISICIÓNDAQ-516 (National Instr.)

104 TARJETAS DE ADQUISICIÓNDT2831 (Data Translat.)

105 TARJETAS DE ADQUISICIÓN

106 BIBLIOGRAFÍA A.M. Abo y P.R. Gray. “A 1.5-V, 10-bit, 14.3-MS/s CMOS Pipeline Analog-to-Digital Converter”. IEEE Journal of Solid-Satate Circuits, Vol.34, no.5, pp P. Aziz, H. Sorensen y J. Van Der Spiegel. "An overview of Sigma-Delta Converters". IEEE Signal Processing Magazine. Enero, 1996. C.H. Chen. Signal Processing Handbook. Marcel Dekker N. Gray. The ABCs of ADCs: Analog-to-Digital Converter Basics. National Semiconductors C. Marven y G. Ewers. A simple Approach to Digital Signal Processing. Texas Instruments National Instruments. Data Acquisition Fundamentals. Application Note